Глава 3. ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ НА ТРАНЗИСТОРАХ

3.1. РЕЖИМЫ РАБОТЫ

В мощных усилителях высокой частоты часто используют режим отсечки сигналов. При этом спектр выходного сигнала обогащается и каскады усиления (не идеально воспроизводящие входные сигналы) стали называть генераторами с внешним возбуждением (ГВВ). Работа активных элементов в ГВВ описывается двумя семействами характеристик: статическими и динамическими.
Статические характеристики являются известными входными, выходными и проходными характеристиками транзисторов, снимаемыми при фиксированных значениях напряжений. Они определяют возможности транзистора и позволяют выбрать значения питающих напряжений для заданных входных сигналов. Для некоторых транзисторов они приводятся в справочниках.

а) | б)

Рис. 3.1. Динамические выходная ( а) и входная ( б) характеристики ГВВ

Динамические характеристики ГВВ учитывают одновременное влияние на работу транзистора и на выходной сигнал входных и выходных напряжений и имеют вид, аналогичный представленным на рис.3.1. Динамические характеристики позволяют определить режим работы каскада с учетом реальной нагрузки и выбранных питающих напряжений. Различают [3.1 - 3.4] следующие режимы работы транзисторов в схемах ГВВ:

- режим "А";
- недонапряженный;
- критический;
- перенапряженный (слабо и сильно);
- буферный;
- ключевой.

Режим работы "А" используют только при желании минимально исказить сигналы при усилении. Ввиду низкого КПД ГВВ в этом режиме его применяют при сложных по структуре усиливаемых сигналах. При работе в этом режиме у транзистора используется только линейный участок динамических характеристик (АБ, А1Б1), как показано на рис. 3.2.

Рис. 3.2. Работа ГВВ в режиме "А"

В недонапряженном режиме транзистор работает с отсечкой коллекторного тока (угол отсечки q) и используется участок характеристики АБ (А1Б1), как показано на рис. 3.3. В критическом режиме этот участок используется целиком и входной сигнал Uбэ доходит до точки Б на характеристике, а импульс выходного тока Iк имеет максимальную амплитуду при неискаженном сигнале.
Буферный режим характерен использованием только начального участка прямой АБ (А1Б1). При этом транзистор имеет малые входные токи и соответственно высокое входное сопротивление, что и позволяет использовать такой режим в разделительных каскадах.

Рис. 3.3. Недонапряженный режим работы транзистора в ГВВ

В перенапряженном режиме входной сигнал Uбэ, используя весь участок характеристики АБ (А1Б1), затрагивает и участок динамической характеристики БС. При этом резко возрастает входной ток, а выходной уменьшается. Противофазность входного и выходного токов в транзисторе приводит к провалу в импульсах выходного тока, которые принимают вид двугорбых импульсов, как показано на рис. 3.4. При сильноперенапряженном режиме провал, ширина которого определяет отсечку входного тока q', достигает значения нулевого коллекторного тока и выходные импульсы раздваиваются.
При подаче на вход высокочастотных по сравнений с возможностями транзистора и больших по амплитуде сигналов на участке БС (Б1С1) наступает насыщение транзистора и на выходе образуется двухсторонне ограниченная по амплитуде синусоида вида меандр. Режим называется ключевым и в нем используется свойство инерционности носителей зарядов в базе транзистора. Этот режим выгоден по КПД, но применим только на относительно низких частотах.
В инженерной практике для различных задач применяют практически все режимы работы, несмотря на их конкретные недостатки. Наиболее привлекателен [3.2] критический режим работы транзисторов в ГВВ, так как при нем максимально используется линейный участок динамической характеристики и усеченный сигнал на выходе имеет максимальную амплитуду при минимальных искажениях.

Рис. 3.4. Перенапряженный режим работы транзистора

##

3.2. ВЫБОР УГЛА ОТСЕЧКИ

Аналитически описал усеченные косинусоидальные импульсы тока Аксель Иванович Берг в 1927 г. Для импульсов, изображенных на рис. 3.5, он получил выражение, связывающее ток активного элемента ia с углами отсечки q и q1 и амплитудой, вида

ia = Ia max( (cos wt - cos q) / (cos q1 - cos q) )

Для критического и недонапряженного режимов q1 = 0, и выражение упрощается к виду

ia = Ia max( (cos wt - cos q) / (1 - cos q) )
.

Рис. 3.5. Импульсы выходного тока активных элементов, работающих в перенапряженном режиме

Так как импульсы выходного тока представляют собой периодическую функцию времени, ее можно разложить в ряд Фурье

,

где - постоянная составляющая, или среднее за период значение выходного тока;

- амплитуда 1-й гармоники выходного тока;

- амплитуда k-ой гармоники выходного тока.

Подставляя в интеграл ia(t) и интегрируя, найдем амплитуды гармонических составляющих импульсов выходного тока транзистора в зависимости от величины угла отсечки q. Отношение этих амплитуд к амплитуде импульса выходного тока определяет коэффициент Берга для k-ой гармоники

ak = Iak/Iamax

На рис. 3.6. приведены зависимости коэффициентов Берга и коэффициента формы g0 = a1/a0 от угла отсечки q0, позволяющие наилучшим образом выбрать угол отсечки, обеспечивая за счет смещения оптимальный режим работы транзисторов.
Из рис. 3.6 следует, что с ростом номера гармоники ее амплитуда убывает, как и оптимальный угол отсечки. Анализ рис. 3.6 позволяет сделать вывод, что оптимальные углы отсечки, обеспечивающие максимум тока нужной гармоники в нагрузке, определяются правилом

q = 1200/n,

где n - номер необходимой на выходе каскада гармоники.

Это правило удачно для умножителей частоты, однако для усилителей угол отсечки обычно выбирают в пределах от 70 до 1100. Это вызвано тем, что при снижении угла отсечки от значения 120 0 амплитуда сигнала основной частоты меняется мало, а амплитуда постоянной составляющей заметно убывает. Это значительно повышает КПД каскада усиления, что и определило уход от правила.

Рис. 3.6. Зависимость коэффициентов Берга от угла отсечки

##

3.3 ЭНЕРГЕТИЧЕСКИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ ГЕНЕРАТОРОВ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ

Выделение необходимого сигнала производится путем фильтрации выходной смеси всех гармоник. Выходной контур, настроенный на частоту первой гармоники, позволит выделить колебательную мощность

,

где Ik1, Uk - амплитуды тока через контур и напряжения на нем соответственно; Rk- сопротивление нагрузки каскада.
Потребляемая от источника питания мощность определяется как

Po = IkoEk,

где Ек - напряжение питания цепи коллектора.
Определяя КПД как отношение полезной мощности к потраченной, находим важное для инженерной практики выражение

,

где e =Uk/Ек - коэффициент использования коллекторного напряжения.
В качестве примера определим КПД ГВВ работающего в режиме класса "А" . При этом режиме из-за постоянной составляющей коллекторного тока, практически равной или меньшей чем половина Iк макс, коэффициент e ~0,45. Коэффициент g0 =1 и коэффициент полезного действия не превышает 23% . Это лучше чем у паровоза, но значительно хуже, чем в режимах работы транзисторных каскадов с отсечкой выходного тока.
Подбирая напряжения смещения и возбуждения каскада, а также напряжение коллекторного питания, всегда можно получить необходимый в заданной нагрузке режим. С точки зрения получения максимальной выходной мощности и высокого КПД более выгоден [3.3] критический или слабоперенапряженный режимы.
Для умножителей частоты коэффициенты Берга дают возможность сделать вывод о нецелесообразности умножения частоты более чем в 5 раз, так как амплитуда выходного сигнала будет мала и сложно стабилизировать требуемый угол отсечки, флуктуации которого вызывают, в свою очередь, паразитную амплитудную модуляцию (ПАМ) выходного сигнала.
Нагрузка влияет на параметры каскада, и это влияние определяют с помощью нагрузочных характеристик ГВВ, которые представляют собой зависимости токов, напряжений, мощностей и других энергетических параметров от величины сопротивления нагрузки при неизменных напряжениях питания Еко и входного возбуждения Uвх.
Так как нагрузка должна потреблять мощность усиливаемого транзистором сигнала, то ее сопротивление должно быть вещественным Zн=Rн. Напряжение на нагрузке Uн=RнIк1 , но амплитуда тока Iк1зависит от напряжения на коллекторе, поэтому нагрузочные характеристики Iк1(Rн) и Uн(Rн), показанные на рис. 3.7 соответственно, имеют сложный вид.
Ток Iк1 с ростом Rнпри недонапряженном режиме (ННР) работы транзистора убывает до линии критического режима (КР) плавно, а затем в перенапряженном режиме (ПНР) убывает резко, что связано с появлением провалов в импульсе коллекторного тока и ростом их глубины по мере возрастания напряженности режима. Напряжение на нагрузке напротив мало изменяется в перенапряженном режиме, так как амплитуда импульсов, несмотря на провалы, остается постоянной. То есть можно сделать вывод, что в ННР ток, а в ПНР напряжение меняются мало и транзистор в ННР можно представить генератором тока, а в ПНР генератором напряжения.

а) | б)

Рис. 3.7. Зависимости тока коллектора и напряжения на нагрузке каскада от сопротивления нагрузки

Энергетические нагрузочные характеристики представлены на рис.3.8. Полезная мощность Pк1 , определяемая произведением тока Iк1, на напряжение на нагрузке Uн будет иметь экстремум в области критического режима работы транзистора при нагрузке R н кр .
Потребляемая от источника питания мощность определяется произведением напряжения питания каскада E к0 = const и постоянной составляющей тока коллектора Iк0 , который изменяется при изменении нагрузки аналогично току первой гармоники Iк1, поэтому форма зависимости повторяет изображенную на рис. 3.7,а кривую.

Рис. 3.8. Зависимость энергетических характеристик ГВВ от сопротивления нагрузки

Мощность рассеиваемая на транзисторе в соответствии с балансом мощностей определяется как разность

Ррасс=Р0 -Рк1

и имеет на нагрузочной характеристике вид непрерывно убывающей функции.
Энергетические характеристики позволяют построить зависимость коэффициента полезного действия от сопротивления нагрузки, изображенную на рис. 3.9. Экстремум этой зависимости сдвинут в область перенапряженного режима, однако имеет плавный характер. По этой причине иногда выбирают не критический, а слабоперенапряженный режим работы выходных каскадов радиопередающих устройств, так как мощность в нагрузке с учетом КПД ГВВ будет максимальной именно в этом режиме.

Рис. 3.9. Зависимость КПД ГВВ от величины сопротивления нагрузки

Анализ нагрузочных характеристик позволяет сделать важные выводы:

- критический режим работы каскадов усиления оптимален по уровню выходной мощности, при удовлетворительной величине рассеиваемой на транзисторе мощности и при КПД, близком к максимуму;
- при расстроенной нагрузке (Rн0) ГВВ может оказаться в тяжелом тепловом режиме, что, кроме неудобств в эксплуатации, требует настраивать каскады при пониженных Еко и Uвх;
- максимальный КПД ГВВ имеет в слабо перенапряженном режиме, однако экстремум плавный.

3.4. ОБЩИЕ ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ ГЕНЕРАТОРОВ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ

Усилители в схемах мощных генераторов с внешним возбуждением выполняют чаще всего по схемам с общим эмиттером, так как каскад имеет большее усиление, чем в схеме с общей базой и ему не требуется большая мощность для возбуждения. Однако на частотах выше 2 ГГц применяют и схемы с общей базой, так как рабочие частоты в этом случае приближаются к граничным частотам мощных транзисторов.
У большинства мощных транзисторов эмиттер соединен с радиатором, а у некоторых с радиатором соединен базовый вывод, что также указывает на выбор схемы модуля. Каскады рассчитывают для энергетически выгодного критического режима, что, как показывает практика, обеспечивает коэффициент полезного действия не ниже 50% при работе усилителя в диапазоне частот до половины октавы.
На примере сравнительно узкополосного ГВВ рассмотрим типовую схему усилительного модуля, представленную на рис 3.10.

Рис. 3.10. Типовая схема усилителя мощности высокой частоты

На схеме для простоты не представлены основные цепи защиты транзистора от перегрузок. Конденсатор ближайшего к транзистору П-образного входного звена цепи согласования для конструктивного удобства разделен на две части C4=C5, а диод VD1 выполняет функции пассивной защиты входной цепи от перегрузок по постоянному напряжению, так как, открываясь, не позволяет положительному постоянному напряжению на базовом переходе превысить значение 0,7 – 1,0 В.
Количество звеньев в выходной цепи согласования определяется требуемой полосой согласования и степенью фильтрации. Из-за потерь энергии в этих звеньях для полосы частот менее 0,2fН (fН - центральная частота рабочего спектра) обычно количество звеньев в выходной цепи согласования не более трех.
Для мощных биполярных транзисторов, ввиду низких входных и выходных сопротивлений ГВВ, выбирают параллельную схему питания цепей коллектора и базы, как показано на рис.3.10. Выбор величин индуктивностей блокирующих переменную составляющую сигнала дросселей ДР1 и ДР2 требует особого внимания, так как при больших значениях индуктивностей возможны резонансы с емкостями С6 и С7 соответственно, что может приводить к паразитной автогенерации каскада на низких частотах. При малых величинах индуктивностей этих дросселей возрастают потери ВЧ мощности, что также неприятно.

Необходимый компромисс достигается [3.3] при выборе этих элементов по следующим правилам:

- сопротивление каждого блокирующего конденсатора C6, C7 должно быть много (в 50 - 200 раз) меньше сопротивления XДР;
- сопротивления дросселей XДР1 и XДР2 должны быть больше (в 10 - 20 раз) сопротивлений ближайших к транзистору реактивных элементов со стороны базы и коллектора соответственно.

Если нет необходимости в защите каскада путем адаптивного управления напряжением смещения, то выгодно [3.5] работать с нулевым смещением, соединяя базу транзистора с корпусом через два дросселя, как показано на хорошо себя зарекомендовавшей схеме, изображенной на рис.3.11.
Дроссель ДР1 имеет небольшую индуктивность и обычно изготавливается по такой же технологии, что и индуктивности L 1 и L2 входной цепи согласования. Дроссель ДР2 (рис. 3.11) представляет собой стандартный малогабаритный дроссель на ферритовом сердечнике типа ДМ, который шунтируют резистором (R=10 Ом) для снижения его добротности и, как следствие, вероятности возникновения нежелательных резонансов.

Рис. 3.11. Усилитель с нулевым напряжением смещения

Иногда для повышения коэффициента полезного действия каскада последовательно с дросселем ДР1 включают резистор, зашунтированный конденсатором, (R < 10 Ом), как показано на рис. 3.12.

Рис. 3.12. Работа ГВВ с углом отсечки меньше 900

Это позволяет за счет постоянной составляющей базового тока создать на этом резисторе дополнительное запирающее смещение. Однако угол отсечки уменьшается и растут мгновенные максимальные напряжения на базе, что снижает вероятность безотказной работы каскада и повышает его склонность к самовозбуждению. Это ограничивает возможности схемы с резистором в цепи базы.
Следует также определиться с местом установки разделительных конденсаторов С1 и С 10. Если их расположить ближе к транзистору, то через них необходимо будет пропускать значительно больший переменный ток, так как ближе к транзистору сопротивление входа и выхода мощного каскада существенно меньше 50 Ом, а мощность P = I2R. Большой ток потребует увеличения габаритов конденсаторов. При установке же разделительных конденсаторов так, как показано на рис 3.10 - 3.12, на индуктивностях L1 - L4 будет присутствовать постоянная составляющая напряжения питания цепей базы и коллектора, что при малых величинах питающих транзистор напряжений совсем не опасно, зато ток через конденсаторы будет в несколько раз меньшим и габариты конденсатора будут разумными.

3.5. ВКЛЮЧЕНИЕ И ВЫКЛЮЧЕНИЕ МОЩНЫХ ТРАНЗИСТОРНЫХ ГЕНЕРАТОРОВ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ

Мощные ГВВ чувствительны к переходным процессам, а так как желание разработчиков - максимально эффективно использовать транзисторы - приводит к необходимости работать вблизи областей с предельно допустимыми параметрами, то это сказывается на аппаратурной надежности каскадов.
На рис. 3.13 изображены подтвержденные экспериментально [3.6 -3.8] графики переходных процессов в цепи коллектора транзистора 2Т971А, включенного по схеме, изображенной на рис. 3.11, и возбуждаемого ВЧ сигналом частотой 125 МГц и мощностью 15 Вт.

Рис. 3.13. Переходные процессы в транзисторном ГВВ при его включении и выключении

На этих графиках видно, что включать мощный входной сигнал возбуждения при включенном коллекторном питании (момент времени t2 на рис. 3.13, а), а также выключать питание коллектора при полной входной мощности (момент времени t4на рис. 3.13, б) опасно из-за возможного увеличения коллекторного напряжения при переходных процессах и превышения им предельно допустимой величины. По этой же причине опасно включать питание коллектора при наличии на входе транзистора мощного ВЧ сигнала (момент времени t1 на рис. 3.13, б).
Наилучший вариант включения и выключения мощного ГВВ показан на рис. 3.13, в и заключается в постепенном увеличении входного ВЧ сигнала после включения и его уменьшении перед выключением мощности при наличии питания цепи коллектора. Другими словами, лучший способ включения заключается в подаче коллекторного питания на каскад при малой мощности входного сигнала с последующем увеличением входного сигнала до номинального режима работы. Лучший способ выключения аппаратуры - в предварительном уменьшении входного ВЧ сигнала, а затем выключении коллекторного питания.
Отметим, что перегрузки по току во входных цепях транзистора из - за кратковременного нахождения каскада в сильно перенапряженном режиме во время коммутаций обычно не опасны для транзисторов, входные цепи которых просто не успевают перегреться выше критической температуры. Гораздо опаснее кратковременные перегрузки по напряжению, поэтому мощную аппаратуру иногда снабжают цепями автоматики, управляющими процедурами включения и выключения мощных транзисторных каскадов.

Рис. Пример реализации усилителя ВЧ мощности на биполярных транзисторах

##

КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ

- Какие характеристики генераторов с внешним возбуждением используют для оценки параметров каскада усиления?
- В чем достоинства и недостатки режима ГВВ при работе без отсечки выходного тока?
- Какие знаете режимы ГВВ при работе с отсечкой выходного тока?
- Что такое коэффициенты Берга?
- Как определяются наилучшие углы отсечки при работе ГВВ в качестве усилителей и умножителей частоты?
- Как найти КПД ГВВ?
- Что такое нагрузочные характеристики ГВВ?
- Каковы основные принципы построения мощных усилительных модулей?
- Как реализуют цепи питания мощных ГВВ?
- В чем особенности переходных процессов при включении и выключении мощных усилителей?

##

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ

3.1 Каганов В.И. Транзисторные радиопередатчики. - М.: Энергия, 1976. – 448 с.
3.2 Радиопередающие устройства / Под ред. М.В. Благовещенского, Г.М. Уткина. - М.: Радио и связь, 1982. - 408 с.
3.3 Радиопередающие устройства: Учебник для вузов / Под ред. В.В. Шахгильдяна. 3-е изд. - М.: Радио и связь. 1996. - 560 с.
3.4 Радиопередающие устройства / Под ред. О.А. Челнокова. - М.: Радио и связь, 1982. - 256 с.
3.5 Проектирование радиопередающих устройств СВЧ / Под ред. Г.М. Уткина. - М.: Сов. Радио,1979. - 320 с.
3.6 Самойлов А.Г. Проблемы построения ВЧ генераторов накачки волноводных СО2 лазеров // Перспективные технологии в средствах передачи информации: Тез. докл. МНТК ПТСПИ’95. Владимир, 1995. - с.32 - 35.
3.7 Полушин П.А., Самойлов А.Г. Транзисторный генератор накачки волноводных СОГ лазеров // Приборы и техника эксперимента. 1993, №5.- с.242 - 243.
3.8 Полушин П.А., Самойлов А.Г. Универсальный мощный генератор ВЧ // Приборы и техника эксперимента. 1995, №5.- с.197.