Глава 4. АВТОГЕНЕРАТОРЫ

4.1. ОБОБЩЕННАЯ СХЕМА АВТОГЕНЕРАТОРА

Автогенератор - это нелинейное устройство, самостоятельно и без внешних воздействий преобразующее энергию источника питания в энергию переменных электрических сигналов. Такой преобразователь содержит источник питания, усилитель, колебательную фильтрующую цепь и цепь обратной связи. Принципы построения этих узлов автогенераторов могут быть различными, что и явилось причиной многообразия схем автогенераторов.
Например, промышленные автогенераторы, используемые в установках ВЧ прогрева, содержат мощные усилители на лампах ВЧ и СВЧ диапазонов. Импульсные генераторы, широко используемые в радиолокации и навигации, строят на магнетронах и других генераторных приборах техники СВЧ. Большинство же автогенераторов, применяемых в радиотехнике и связи, в качестве возбудителей радиосигналов используют транзисторные усилители, ввиду их компактности, надежности, стабильности рабочих характеристик и низковольтного питания.
Основные схемы автогенераторов можно без ощутимого ущерба привести к обобщенной трехточечной схеме, изображенной на рис.4.1, содержащей усилитель, фильтрующую контурную цепь из двухполюсников Z1, Z2, Z3 и источник питания.
Описав взаимосвязь токов и напряжений в этой схеме, не сложно [4.1] получить основное уравнение трехточечного автогенератора в виде

S*1 K* Z*k = S1 K Zk exp[ j(f s+f k+f zk)] = 1 ,

где: S*1 = I*k1 / U*бэ1 , при U*кэ1 = 0 ;

K* = U*бэ1 / U*кэ1 , при I* = 0 ; Z*k =Z*1(Z*1+Z*3)/(Z*1+Z*2+Z*3) ,

Основное уравнение распадается на два простых уравнения, получивших названия баланса амплитуд

S1 K Zk = 1

и баланса фаз

f s+f k+f zk = 2 p n при n = 0,1,2...

Рис. 4.1. Обобщенная схема трехточечного автогенератора

Анализ уравнений показывает, что для режима автогенерации требуется минимизировать действительные составляющие у сопротивлений плеч трехточки (Z1, Z2, Z3) и при неустойчивом положении покоя (S1K > 1/Zk , при Uбэ1 = 0) в трехточечной схеме необходимыми являются следующие условия для реактивных сопротивлений плеч трехточки (Z1, Z2, Z3):
* X1X2 > 0;
* X1X3 < 0;
* |X1| < |X2|,
а частота колебаний находится из уравнения X1+X2+X3 = 0.
Из этих условий следует, что реактивные сопротивления X2, X3 обязательно должны иметь противоположные знаки, а знаки реактивных сопротивлений X1, X2 на частоте колебаний должны совпадать, иначе генерация не возникнет. Характер реактивности сопротивления X1 определил наименование трехточечной схемы - емкостная или индуктивная трехточка, как показано на рис. 4.2.

а) | б)

Рис. 4.2. Емкостная и индуктивная трехточечные схемы без цепей питания

Из обобщенной схемы видно, что реактивные составляющие входного, проходного и выходного сопротивлений транзистора включены параллельно соответствующим сопротивлениям фильтрующей контурной системы, и это необходимо учитывать при реализации автогенераторов, соответствующим образом уменьшая номиналы устанавливаемых элементов.
Чаще в инженерной практике используется схема емкостной трехточки, так как емкости имеют большую добротность элементов по сравнению с индуктивностями и минимум индуктивностей в схеме упрощает реализацию генератора. Для развязки цепей коллектора и базы по постоянной составляющей Клапп предложил последовательно с индуктивностью L3 в схеме емкостной трехточки установить конденсатор С3, выполняющий дополнительные функции увеличения при необходимости величины индуктивности L3 и коррекции амплитудной характеристики генератора при перестройке его частоты.
Транзисторный генератор, построенный по схеме Клаппа, изображен на рис. 4.3. Требуемые параметры стационарного режима и условия мягкого (плавного) или жесткого (скачкообразного) его достижения при включении питания реализуются за счет напряжения смещения, обеспечиваемого резисторами R1-R3, а также подбором номиналов конденсаторов C1,C3. Инженерные методики расчета индуктивностей приведены в приложениях П.1-П.4.

Рис. 4.3. Автогенератор по схеме Клаппа

Схемных решений автогенераторов гармонических колебаний достаточно много [4.2-4.3], однако с ростом частоты их выбор ограничивается и на частотах выше нескольких гигагерц из-за конструктивных трудностей практически используют простую одноконтурную схему Клаппа. На высоких частотах индуктивность вывода базы не позволяет приблизить к базе емкость C2 и взамен ее используется конструктивная емкость база - эмиттер транзистора, что несколько снижает стабильность генерируемой частоты. Для уменьшения влияния на эту конструктивную емкость флуктуаций температуры приходится работать с уменьшенными токами, что, в свою очередь, ограничивает энергетические возможности генератора.
Основные причины изменения генерируемой частоты при изменениях режимов работы транзистора связаны с вариациями его емкостей и изменениями фазового угла средней крутизны f s транзистора. Поэтому в автогенераторах стараются использовать транзисторы без явно выраженных инерционных свойств, то есть с запасом по частоте в два - три раза.
Для уменьшения влияния на стабильность частоты нагрева транзистора в автогенераторах применяют резко недонапряженный режим с коэффициентом использования коллекторного напряжения в три - четыре раза меньшим, чем в критическом режиме при углах отсечки в интервале от 70 до 1100. При этом КПД автогенератора получается низким (0,1-0,2), следовательно, автогенераторы на транзисторах лучше делать маломощными.
При расчете автогенераторов на маломощных транзисторах следует помнить, что увеличение импульса коллекторного тока вызывает разогрев транзистора, но и слишком малые величины импульса коллекторного тока приводят к сильной зависимости параметров транзистора от температуры. Исходя из этих соображений рекомендуется амплитуду импульса коллекторного тока и напряжение источника питания выбирать из условий

ik max = (0,2-0,4)ik max; Ek <= (0,3-0,4)U кэ max,

где ik max, U кэ max- допустимые по паспортным данным значения тока и напряжения на коллекторе.
Обычно автогенераторы строят на маломощных высокочастотных транзисторах с последующим усилением сформированных колебаний до требуемого уровня мощности. Для большинства маломощных транзисторов можно рекомендовать выбирать импульс тока коллектора в интервале от 5 до 20 мA. Дроссель в цепи питания коллектора следует выбирать высокодобротным, чтобы он не шунтировал контурную систему генератора. По этой же причине нагрузка автогенератора должна быть высокоомной.
Следует опасаться нагружать автогенераторы непосредственно на контурные фильтрующие схемы. В этом случае система связанных контуров нагрузки и самого генератора описывается сложным уравнением высокого порядка, имеющем несколько корней. То есть на выходе схемы может скачкообразно меняться частота генерируемого колебания, так как условия баланса фаз и амплитуд могут выполняться сразу для нескольких колебаний. Это явление получило название - затягивание частоты автогенератором, и оно особенно опасно в случае настройки резонансной системы нагрузки на частоты, близкие частоте настройки контурной системы автогенератора.
Чтобы избежать затягивания частоты автогенератором и снизить влияние последующих каскадов на стабильность генерируемых колебаний, на выходе автогенератора обычно ставят буферный усилитель, имеющий большое активное входное сопротивление. В качестве буферных усилителей применяют усилители на полевых транзисторах, эмиттерные повторители или усилители с резко недонапряженным режимом работы.
В аппаратуре часто применяются перестраиваемые по частоте автогенераторы. Методы перестройки частоты, основанные на механическом изменении величины емкости или индуктивности контурной системы генератора (переменные конденсаторы и индуктивности), в настоящее время практически не используются из-за быстрого старения механических регуляторов и потери их точности, а также из-за сложности реализации на высоких частотах.
Наибольшее применение в современной радиотехнике нашли генераторы, управляемые напряжением (ГУН), в состав которых входит варикап, величина емкости перехода которого зависит от приложенного запирающего напряжения. В качестве ГУН широко применяют автогенератор с контуром между базой и коллектором транзистора. Электронная перестройка частоты этого генератора осуществляется включенным в состав контура варикапом. Один из вариантов схемы приведен на рис. 4.4.

Рис. 4.4. Автогенератор управляемый напряжением

Для линейной зависимости частоты от напряжения смещения на варикапе, согласно формуле Томпсона , требуется изменять емкость по закону обратной пропорциональности ее величины в зависимости от квадрата напряжения смещения. Для этого специально разработаны варикапы со сверхрезким переходом, где эта зависимость близка к требуемой. Однако для большинства варикапов подобная зависимость реализуется только в узком динамическом диапазоне управляющих напряжений, поэтому часто используют схемы с использованием одновременно нескольких варикапов, что позволяет увеличить динамический диапазон перестройки емкости.
Присутствие варикапа в контуре автогенератора усложняет процессы его анализа, так как в этом случае в схеме уже два нелинейных элемента - транзистор и варикап. Но эти проблемы преодолены и методика инженерного расчета ГУН достаточно подробно изложена в работах [4.4, 4.5] и заключается в определении реактивных сопротивлений схемы, для которых на средней частоте генерации будет мягкий режим самовозбуждения.

Рис. Плазматрон с генератором накачки (снизу на подставке)

4.2. АВТОГЕНЕРАТОРЫ С ВЫСОКОЙ СТАБИЛЬНОСТЬЮ ЧАСТОТЫ

Стабильность частоты колебаний автогенератора зависит от многих причин, к основным из которых можно отнести изменение во времени параметров окружающей среды, флуктуации питающих напряжений, механические вибрационные воздействия, тепловые шумы системы. Наиболее интенсивно влияет на стабильность частоты генераторов температурный дестабилизирующий фактор, так как основные параметры транзистора и контурной системы с изменением температуры меняются весьма значительно.
Источники питания, как правило, оснащают электронными стабилизаторами напряжения, что защищает от флуктуаций напряжения питания. От механических вибраций можно уберечься простыми конструкторскими мерами типа амортизаторов или заливки схемы компаундами. С термостабилизацией сложнее и инженерам приходится принимать дополнительные меры.
Относительная стабильность частоты трехточечного автогенератора без принятия специальных мер по термостабилизации составляет

,
где D f - абсолютное отклонение частоты f от ее номинального значения.
Это значение стабильности частоты не устраивает потребителей практически всех видов радиоаппаратуры, и температурная стабилизация потребовала от разработчиков аппаратуры сравнительно сложных усилий.
Наиболее легкий способ - почти на порядок улучшить стабильность частоты заключается в возможности применения реактивных элементов с различными температурными коэффициентами. Относительные изменения емкости и индуктивности под влиянием температуры оцениваются температурными коэффициентами емкости (ТКЕ) -aE и индуктивности (ТКИ) aИ, зависящими от конструкции этих деталей, применяемых диэлектриков и материала проводников, а также от геометрических размеров самих деталей.

Промышленность выпускает конденсаторы с различными по знаку ТКЕ, как с положительными, так и с отрицательными, что достигается применением различных диэлектриков и методов построения конструкции конденсатора. Величина ТКЕ указывается в марке конденсатора. Поэтому можно применить параметрическую стабилизацию, заменив каждую емкость в схеме генератора параллельным соединением двух емкостей с различными по знаку ТКЕ. При этом рост температуры вызовет увеличение одной и пропорциональное уменьшение другой емкости, а в целом ее значение будет стабильным.
Такой способ термостабилизации хорош, но применим только для частот ниже нескольких десятков мегагерц, так как на более высоких частотах номиналы конденсаторов уменьшаются, а дополнительное включение новых элементов вносит, кроме того, нестабильные емкости и индуктивности монтажа.
Другой способ термостабилизации заключается в термостатировании автогенератора. Генератор помещается в минитермостат, в котором постоянно поддерживается температурный режим с отклонением не более долей градуса от оптимальной температуры работы полупроводниковых приборов (обычно в интервале от 47 до 530С). Этот метод активно используется в измерительной и специальной аппаратуре, требующей надежного освобождения характеристик тактовых задающих генераторов от температурной зависимости.
В аппаратуре массового применения высокая стабильность частоты автогенераторов достигается применением колебательных систем с высокой добротностью и стабильной частотой собственных резонансов. Этим требованиям удовлетворяют резонаторы, изготовленные из материалов, обладающих прямым и обратным пьезоэффектами. К таким материалам относятся кварц, турмалин и некоторые синтетические материалы. Резонаторы, изготовленные из материалов, обладающих прямым и обратным пьезоэффектами, стали называть кварцевыми.
Суть прямого пьезоэффекта заключается в том, что под механическим воздействием на кристалл материала нарушается состояние равновесия зарядов в кристалле и на его сторонах появляются электрические потенциалы, пропорциональные величине воздействия. Обратный пьезоэффект состоит в том, что при приложении к материалу разности электрических потенциалов внутреннее электрическое поле кристалла деформируется и это приводит к механической деформации кристалла.
Физика пьезоэффектов объясняется просто, если представить кристалл вещества как упорядоченную систему с взаимно уравновешенными внутренними зарядами. При появлении внешнего воздействия стабильное состояние нарушается и система переходит в новое состояние, учитывающее внешнее воздействие, то есть на ее обкладках появляются электрические потенциалы либо она претерпевает механическую деформацию при электрических воздействиях.
Эквивалентная схема кварцевого резонатора, как показано на рис.4.5, представляет собой статическую емкость кварца С0 (емкость токосъемных пластин и выводов резонатора) с параллельным включением бесконечного ряда последовательных контуров с резонансными частотами, кратными основной частоте резонатора. Основная частота резонатора определяется его массой и видом используемой деформации кристаллической структуры (сжатия, кручения, изгиба, растяжения и т.п.).

Рис. 4.5. Эквивалентная схема кварцевого резонатора

Для всех видов кварцевых резонаторов емкости последовательных контуров значительно меньше статической емкости кварца и на любой гармонике имеется последовательный резонанс с частотой и параллельный резонанс с частотой .
Поскольку кварцевый резонатор имеет высокую добротность, порядка 104 - 106, при анализе схемы для узкого диапазона частот вблизи любой из гармоник остальными последовательными контурами можно пренебречь.
Кварцевый резонатор эквивалентен контуру с очень малым включением, поэтому изменения параметров внешней схемы мало влияют на стабильность частот резонатора. Начиная с 7-й гармоники добротность соответствующих контуров несколько снижается. Температурный коэффициент частоты (ТКЧ) для разных срезов кварца различен, но для большинства имеет вид параболы с экстремумом с нулевым значением ТКЧ на определенной температуре. Для работы в условиях широких изменений температуры среды кварцевый генератор целиком помещают в минитермостат.
Применение кварцевых резонаторов в качестве индуктивной ветви трехточечного автогенератора позволяет достичь долговременной относительной стабильности генерируемой автогенератором частоты в интервале 10-6 - 10-7. Конкретное значение стабильности частоты определяется видом среза пластины кварца и технологией его изготовления (КГ - кварц с герметизированным корпусом, КВ - кварц с вакуумным корпусом).
Серийно выпускаемые резонаторы изготавливают на частоты от 1 кГц до 100 МГц в различном исполнении (вакуумное, микромодульное, миниатюрное, герметизированное). На частотах до 15 МГц кварцевые резонаторы возбуждают на основной частоте, а на более высокие частотах - на гармониках. Резонаторы выпускаются с частотными номиналами как по стандартной сетке частот, так и по заказам потребителей на различные дробные значения частоты. Ввиду требований высокой точности и чистоты технологии при изготовлении стоимость кварцевых резонаторов соизмерима со стоимостью маломощных высокочастотных транзисторов.
При работе с повышенной мощностью рассеивания кварцевые резонаторы стареют и это приводит к изменению их резонансной частоты. Поэтому при изготовлении кварцевые резонаторы проходят тренировку с повышенной мощностью рассеивания, а эксплуатируются при мощности рассеивания от 0,1 до 1,0 мВт, что и определяет выходную мощность практически всех кварцевых генераторов.

Схемы кварцевых генераторов можно разделить на две группы:

- осцилляторные, в которых кварцевый резонатор включен вместо одного реактивного двухполюсника в обобщенной трехточечной схеме;

- фильтровые, в которых кварцевый резонатор включен либо в цепь обратной связи, либо в контур, но имеется и обычный колебательный контур, который обеспечивает выполнение условий самовозбуждения генератора даже при закороченном кварцевом резонаторе.

Наиболее широкое применение нашли осцилляторные схемы, среди которых часто применяется схема с включением кварцевого резонатора между базой и коллектором транзистора, как показано на рис. 4.6. Эта схема имеет высокую стабильность частоты, что обусловлено как слабым шунтированием резонатора транзистором, так и тем, что высшие гармоники фильтруются емкостями С1 и С2. Схема применима и на основной частоте, и на частоте гармоник, но при работе на гармониках для исключения возможности генерации на частотах ниже заданной в схему вместо емкости С1 включают контур, настроенный на частоту ниже рабочей, но выше ближайшей низшей гармоники.

Рис. 4.6. Схема кварцевого генератора

Часто в фильтровых схемах с кварцевым резонатором параллельно кварцу включают резистор, чтобы избежать возможности генерации на параллельном резонансе с нестабильной емкостью кварцедержателя. При этом добротность резонатора снижается незначительно, так как последовательный резонанс от этого резистора практически не страдает. Нагрузку к кварцевому генератору подключают, как правило, через буферный усилитель, чтобы избежать снижения добротности контурной схемы и не ухудшить стабильность частоты генератора.
Кварцевые генераторы можно изготавливать в гибридном и интегральном исполнении. В качестве усилителя при этом используются интегральные усилители, а кварц и элементы регулировки используются навесные. Такие решения дают определенный конструктивный выигрыш на частотах выше 100 МГц, где находят активное применение элементы с распределенными параметрами.
Иногда с кварцевым резонатором последовательно включают конденсатор с номиналом менее 10 - 15 пФ. Этим достигается регулировка частоты кварцевого генератора (в малых пределах) в сторону увеличения, но наличие нестабильной емкости сокращает индуктивное сопротивление ветви с кварцем, тем самым снижая добротность контура и негативно отражаясь на долговременной стабильности частоты автогенератора.
При построении прецизионных кварцевых генераторов с повышенной стабильностью частоты (не хуже 10-7) иногда в качестве усилительного элемента применяют составной транзистор, обладающий высоким коэффициентом усиления, но схема при этом критична к напряжениям питания и сложна в настройке.
С целью формирования высокостабильных колебаний часто применяют методы частотной и фазовой автоподстройки частоты [4.1, 4.2, 4.6 - 4.11]. Наибольшее применение получил метод фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ), уступающий методу частотной автоподстройки по скорости настройки частоты, но превосходящий его по точности. Принцип действия ФАПЧ при формировании стабильных сигналов на частотах, превышающих возможности кварцевых генераторов, поясняется рис. 4.7.
Фазовый детектор сравнивает частоту i-й гармоники сигнала эталонного (чаще всего кварцевого) генератора с частотой сигнала ГУН и вырабатывает сигнал ошибки, который, проходя ФНЧ, управляет перестройкой ГУН до тех пор, пока его частота не совпадет с частотой i-й гармоники сигнала опорного эталонного генератора.
Таким путем, используя цифровую форму сигналов и применяя делители с переменным коэффициентом деления (ДПКД) частоты, можно синтезировать сетки частот, шаг которых определится минимальной частотой сигнала, поступающего на вход импульсно-фазового дискриминатора (ИФД) от кварцевого генератора (КГ).
Схема такого синтезатора сетки частот изображена на рис. 4.8. Ввиду большого спроса, вызванного бурным развитием мобильных средств индивидуальной связи и навигации, схемы синтезаторов частоты этого типа стали изготовлять в виде микросхемы с навесным кварцевым резонатором.

Рис. 4.7. Структурная схема ФАПЧ (ЭГ - эталонный генератор, У - умножитель частоты, ФД - фазовый детектор, ФНЧ - фильтр низких частот)

Рис. 4.8. Структурная схема цифрового синтезатора частоты (П - преобразователь аналогового сигнала в последовательность импульсов, УУ устройство управления)

Режимы работы цифровых синтезаторов частоты с кольцами ФАПЧ (называемых также синтезаторами активного типа), вопросы их устойчивости и особенности применения подробно исследованы и освещены в работах [4.1 - 4.11]. Отметим только, что в целях минимизации собственных шумов синтезаторов с кольцами ФАПЧ их реализуют по двухкольцевой схеме, охватывая одно кольцо ФАПЧ другим [4.10, 4.11].

4.3. ОСОБЕННОСТИ ГЕНЕРАТОРОВ СВЧ КОЛЕБАНИЙ НА ТРАНЗИСТОРАХ

Прогресс в области освоения сантиметрового и миллиметрового диапазонов волн во многом объясняется развитием элементной базы СВЧ диапазона. Для получения больших мощностей (десятки киловатт в непрерывном режиме) успешно применяются лампы бегущей волны, пролетные клистроны, магнетроны и их разновидности [4.12].
Для радиосистем, требующих относительно небольших мощностей (милливатты - десятки ватт), на частотах от 10 до 100 ГГц используются полупроводниковые приборы СВЧ: биполярные и полевые транзисторы, лавинно-пролетные диоды (ЛПД), диоды Ганна. Интенсивное развитие средств мобильной связи и навигации, а также спутниковых радиосистем стимулировало развитие полупроводниковых приборов СВЧ диапазона.
Биполярные транзисторы, обладающие широкой рабочей полосой частот, эксплуатируются вплоть до частоты в 20 ГГц, но на частотах выше 10 ГГц их мощность не превышает несколько ватт и их потеснили более мощные полевые транзисторы. Полевые транзисторы обладают большей широкополосностью по сравнению с биполярными, так как не имеют ограничения частоты снизу. У биполярных СВЧ транзисторов это ограничение вызвано уменьшением надежности транзисторов при работе на низких частотах из-за роста коэффициента усиления.
В название кремниевых полевых транзисторов обычно вводят обозначение их структуры: МОП (металл - двуокись кремния - полупроводник) либо МДП (металл - диэлектрик - полупроводник). Применение затвора с барьером Шотки (металл-полупроводник) повышает высокочастотные свойства полевых транзисторов. Для уменьшения потерь в таких структурах часто применяют в качестве полупроводника арсенид галлия.
В [4.7] предложено рассматривать полевой транзистор как управляемый полем резистор. С ростом тока через резистор он греется, растет его сопротивление и происходит саморегулирование тока стока. Наличие этого эффекта позволяет включать полевые транзисторы параллельно без дополнительных мер по выравниванию параметров транзисторов. Также не требуются специальные меры защиты полевых транзисторов от перегрева, поскольку они обладают эффектом самостоятельной терморегуляции.

Отличительными чертами мощных биполярных СВЧ транзисторов являются:

- высокая добротность входных и выходных сопротивлений при низких их действительных частях;
- низкие коэффициенты усиления (3-7 дБ на верхней частоте), сильно зависящие от частоты;
- резкая чувствительность к изменениям нагрузки.

Схемные решения автогенераторных устройств СВЧ совпадают со схемами обычных трехточечных ВЧ генераторов, но отличаются максимальной простотой, что связано с желанием разработчиков минимизировать возможные побочные емкости и индуктивности монтажа. Часто конструкции на СВЧ транзисторах размещают в экранированных и герметизированных пространствах для дополнительной стабилизации влияния внешних факторов.
За счет индуктивности общего вывода в схеме с общим эмиттером возникает отрицательная обратная связь, а в схеме с общей базой она положительная, что позволяет достигать приемлемых коэффициентов усиления. Поэтому практически на частотах выше 2 ГГц все мощные транзисторы (кроме специально предназначенных для автогенераторов) имеют конструкцию корпуса, приспособленную для работы по схеме с общей базой. Но в схеме с общей базой из-за положительной обратной связи через индуктивность общего вывода ухудшается стабильность характеристик при флуктуации нагрузки. В узкой полосе частот от этого можно избавиться, включая последовательно с индуктивностью вывода конденсатор [4.4], а в широкой полосе частот этого достичь не удается.
Расчеты транзисторных СВЧ усилителей и автогенераторов требуют анализа сложной эквивалентной схемы транзистора и расчета топологии входных и выходных цепей связи. Инженерные методики расчетов приведены в приложениях П.5, П.6. Ввиду сложности расчетов их выполняют, как правило, с помощью вычислительной техники, выбирая структуру цепей согласования исходя из опыта и интуиции разработчика. При проектировании устройств СВЧ на транзисторах необходимо считаться с разбросом параметров транзисторов, особенно ощутимым на СВЧ, поэтому при расчетах следует использовать статистические методы оптимизации.
При проектировании ГВВ и транзисторных автогенераторов для работы на частотах ниже 300 МГц используют упрощенную эквивалентную схему транзистора, что существенно ускоряет анализ и синтез схемных решений. Как правило, на этих частотах применяют сосредоточенные емкости без ножек, впаиваемые прямо в платы, и разработка топологии каскада также упрощается. Однако без макетирования и последующей оптимизации конструкции практически не обходится ни одна разработка устройств на частоты выше нескольких десятков мегагерц.
Следует дополнительно остановить внимание на выборе материала диэлектрика для плат устройств. На частотах выше 300 МГц ощутимо проявляется рост потерь в диэлектриках и неоднородность диэлектрической проницаемости по поверхности стеклотекстолита, широко используемого в радиотехнике. Поэтому на СВЧ необходимо применять специальные материалы, имеющие меньшие потери: ФАФ, ФАФ-4, ФЛАН, Поликор, керамику. Выбор материала при этом зависит не только от цены, вида проектируемой аппаратуры и условий ее применения, но и от имеющейся у изготовителя технологии производства, так как обработка таких материалов требует специального оборудования.

4.4. АВТОГЕНЕРАТОРЫ НА ЛАВИННО-ПРОЛЕТНЫХ ДИОДАХ

В режиме лавинного пробоя полупроводника резко возрастает поток основных носителей заряда через диод. Генерация СВЧ колебаний объясняется тем, что возникающие под влиянием переменного СВЧ поля изменения тока носителей зарядов через диод запаздывают так сильно, что большая часть их движется уже при воздействии тормозящей полуволны СВЧ поля и отдает ему часть своей энергии, полученной от источника постоянного питания. На таком принципе можно усиливать СВЧ сигналы и осуществлять их автогенерацию. При этом возможны два различных режима работы, обусловленные различными процессами: лавинным пробоем и пролетом носителей заряда. Отсюда название - лавинно-пролетные диоды (ЛПД).

На практике используют два режима работы ЛПД:

- нормальный пролетный режим, за рубежом названный режимом IMPATT (IMPact Avalanche - ударная лавина, Transit Time - пролетное время);
- аномальный режим, или режим с захватом плазмы, за рубежом названный TRAPATT (TRApped Plasma - захваченная плазма, Avalanche Triggered Transit - пробег области лавинного умножения).

В режиме TRAPATT реализуется [4.14] высокий (до 75%) КПД, но частоты генерации ощутимо ниже частот в режиме IMPATT и шумовые характеристики генераторов не удовлетворительны. Также в режиме TRAPATT из-за низких напряжений на диоде требуются специальная колебательная система и структура диода n+-p-p+ с искусственно сформированной зависимостью убывания напряженности поля вдоль перехода. В импульсном режиме можно получить мощности в сотни ватт, но практическое применение режима из-за указанных недостатков ограничено.
ЛПД представляет собой кристалл из арсенида галлия, либо кремния или германия, со структурой p+-n-n+ или более сложной. ЛПД с более сложной структурой обычно имеют свои названия: диоды Рида, ЛПД с барьером Шотки, диоды Мисавы и т.д. При помощи ЛПД успешно генерируются одним диодом непрерывные мощности до 20 Вт в сантиметровом и до 1Вт в миллиметровом диапазонах волн, что и определило их практическое применение в мобильных стстемах передачи информации и в навигации.
Известна [4.12] статическая зависимость скоростей дрейфа носителей заряда через полупроводник от напряженности приложенного электрического поля, приведенная на рис. 4.9. Из этой зависимости видно, что при напряженности внешнего поля более 104 В/см скорость дрейфа зарядов становится постоянной и, как говорят, достигает насыщения.
Но при больших напряженностях внешних полей в диоде происходит ударная ионизация атомов полупроводника. Количество электронов и дырок резко возрастает, что приводит к увеличению тока проводимости через диод. Каждый носитель заряда, вошедший в запорный слой диода, рождает одну новую пару носителей, обеспечивающую прохождение тока. Процессы ионизации происходят в основном в области наибольших значений напряженности электрического поля, который назвали слоем умножения.
Первая пара носителей порождает вторую и так далее, что приводит к бесконечному росту тока диода. Поэтому схемы устройств на ЛПД должны обязательно иметь внешнюю цепь ограничения тока диода, иначе неизбежно его разрушение.

Рис. 4.9. Зависимость скоростей дрейфа электронов (1) и дырок (2) в кристалле германия от напряженности приложенного электрического поля

В пролетном пространстве диода, геометрически много большим, чем слой умножения, ионизация практически отсутствует и заряды двигаются со скоростью насыщения. Если ЛПД поместить в СВЧ резонатор, то за время дрейфа зарядов знак волны СВЧ поля, воздействующего на диод изменится на противоположный, то есть между током диода и приложенным переменным напряжением появится фазовый сдвиг в 1800, что эквивалентно наличию отрицательного сопротивления. Поле при этом будет оказывать на дрейф зарядов тормозящее влияние, и энергия тока лавины будет передаваться СВЧ полю резонатора.
В свою очередь, амплитуда наводимого движущимися в пролетном пространстве зарядами тока в нагрузке управляется напряжением на слое умножения. Лавинный ток с ростом напряжения на слое умножения приобретает вид последовательности узких импульсов, запаздывающих на 900 от максимумов напряжения. Первая гармоника этих импульсов стимулирует наведение в контуре СВЧ энергии. Такое рассмотрение приводит к упрощенной эквивалентной схеме автогенератора на ЛПД, аналогичной, как показано на рис. 4.10, трехточечной схеме автогенератора.
Автогенератор на ЛПД состоит из какого-либо вида резонатора и включенного в этот резонатор диода. При этом конструкция должна обеспечивать подвод напряжения питания на диод, необходимость подстройки частоты, регулировку связи с нагрузкой. Цепь постоянного питания должна иметь фильтр и систему токоограничения и иметь высокое выходное дифференциальное сопротивление. Это все значительно усложняет анализ и расчет автогенераторов на ЛПД. Разработка таких устройств выполняется с помощью ЭВМ и с обязательным экспериментальным исследованием и оптимизацией.

Рис. 4.10. Упрощенная эквивалентная схема автогенератора на ЛПД

В этой схеме полный ток диода определяется суммой токов через индуктивность Ln , отражающую сдвиг тока по отношению к напряжению в слое умножения и через емкость слоя умножения Су.
К запорному слою диода подключены сопротивления нагрузки rн +jXн и сопротивление потерь в диоде и в колебательной системе r пот. Так как генератор тока управляется напряжением на слое умножения, то схема аналогична трехточечной. При емкостном характере контура LnCу сопротивление Xн для мягкого самовозбуждения должно иметь индуктивный характер.
Практические схемы ГВВ на ЛПД часто реализуют с помощью циркуляторов (Ц), как показано на рис. 4.11. На схеме сигнал от генератора возбуждения (ГВ) через циркулятор и контурную систему (К) поступает на лавинно-пролетный диод. На диод через стабилизатор тока (СТ) и фильтр (Ф) поступает также напряжение смещения от источника питания (ИП). Усиленный в ЛПД сигнал через контур возвращается к циркулятору и через него поступает в нагрузку Zн.
Первые генераторы на ЛПД диодах были построены в СССР в 1962г. и примерно в то же время в Велл лаборатории в США, а к началу 1970г. эти генераторы на частоту 35 ГГц были освоены промышленностью для серийного выпуска.

Рис. 4.11. Структурная схема ГВВ на ЛПД

Так как генерация возникает от процессов ударной ионизации при лавинном пробое полупроводника, то спектр излучения генераторов на ЛПД очень зашумлен. Шумы, сравнительно низкий КПД, а также технологические трудности изготовления ЛПД, являются основными недостатками этих активных элементов. В настоящее время верхний предел этих приборов составляет несколько сотен гигагерц, то есть перекрываются полностью [4.13] миллиметровые волны (ММВ) и частично ближние миллиметровые волны (БММВ), занимающие диапазон от 100 до 1000 ГГц.
На рис. 4.12 приведены зависимости от частоты мощности и КПД генераторов на ЛПД, а на рис. 4.13 пример установки ЛПД в волноводе.

Рис. 4.12. Выходная мощность и кпд генераторов на ЛПД в режиме непрерывной генерации (НГ) для режима IMPATT

Рис. 4.13. Один из способов установки ЛПД в волноводе

4.5. АВТОГЕНЕРАТОРЫ НА ДИОДАХ ГАННА

Ганн открыл диодный эффект в полупроводниках на арсениде галлия в 1962 г., но серийно генераторы на эффекте Ганна стали выпускаться только в 1970 г. В отличие от ЛПД диод Ганна не имеет p-n - перехода, а представляет собой пластину однородного полупроводника из арсенид галлия (GaAs) или фосфида индия (InP), имеющую за счет донорной примеси проводимость электронного характера.
Диоды Ганна используют как автогенераторы сантиметровых и миллиметровых волн с выходной мощностью в непрерывном режиме не выше 0,5 Вт. Однако в диапазоне СВЧ на диодах Ганна построены импульсные генераторы с мощностью в импульсе более 5 кВт, что определило широкое применение этих диодов в технике локации и обнаружения. В миллиметровом диапазоне диоды Ганна в основном используют как гетеродины, так как они обладают коэффициентом шума, много лучшим, чем у ЛПД.
Работа генераторов на диодах Ганна объясняется объемными свойствами полупроводника и тем, что движущиеся электроны обладают свойствами и частицы, и волны. В диоде Ганна электрическое поле индуцирует отрицательное дифференциальное сопротивление при переносе электронов в зоне проводимости из долины (области с минимумом кинетической энергии) с низкой энергией и высокой подвижностью электронов в долину с большей энергией и малой подвижностью.
Прибор принципиально неустойчив, поскольку случайные флуктуации плотности носителей в полупроводнике вызывают появление объемного заряда, который экспоненциально возрастает в пространстве и во времени. Эти, вызванные отрицательным сопротивлением флуктуации объемного заряда, движутся по полупроводнику и порождают СВЧ колебания.
Поскольку работа происходит на объемных эффектах и не связана с лавинными пробоями у генераторов на диодах Ганна малый уровень шумов и это определило их применение в качестве гетеродинов и усилителей, построенных по принципу двухполюсника, как и на ЛПД (см. рис. 4.11 на стр. 74).
Энергетические и частотные характеристики диодов Ганна уступают ЛПД. На рис.4.14 представлены зависимости от частоты мощности генераторов на диодах Ганна и их КПД.

Рис. 4.14. Выходная мощность в режиме непрерывной генерации и КПД автогенераторов на диодах Ганна

4.6. ВАКУУМНЫЕ ЭЛЕКТРОННО-ВОЛНОВЫЕ ИСТОЧНИКИ ИЗЛУЧЕНИЯ

К вакуумным электронно-волновым (ВЭВ) источникам излучения следует в первую очередь отнести изобретенные в 1937 г. клистрон и в 1939 г. магнетрон. Эти генераторы широко применяются в промышленной электронике и в радиолокации, имеют высокий КПД, а выходные мощности у таких генераторов превышают десятки киловатт в режиме непрерывной генерации (НГ) на частотах вплоть до 200 ГГц. Практически верхняя граница частотного диапазона определяется возможностями технологии производства по сверхточной обработке поверхностей металлических резонаторов [4.12].
К новым типам ВЭВ генераторов можно отнести генератор с распределенным взаимодействием, генератор на лампе обратной волны (карцинотрон), гиротрон, ледатрон, пениотрон, а также устройства на релятивистских электронных пучках (РЭП). На этих приборах достигнуты высокие мощности излучения в режиме НГ, что и позволило успешно начать освоение диапазона БММВ.
Принципы работы этих приборов различны. Так, генератор с распределенным взаимодействием формирует мощный сигнал миллиметровых волн за счет модуляции электронного пучка большой мощности при его прохождении через периодическую структуру. Отечественные разработчики достигли на карцинотроне выходную мощность в 1 Вт на частотах до 1200 ГГц с диапазоном перестройки по частоте до 10%.
Гиротроны, представляющие собой ВЭВ генератор миллиметровых волн большой мощности, использующий индуцированное циклотронное электромагнитное излучение электронов, обеспечили получение мощностей в режиме НГ, измеряемых сотнями киловатт при коэффициенте полезного действия выше 30% [4.14].
Этот прибор работает следующим образом. Эмитируемые с катода электроны имеют перпендикулярную внешнему магнитному полю компоненту скорости, в результате чего они приобретают спиральную траекторию, двигаясь в магнитном поле по направлению к коллектору под действием ускоряющего напряжения. Это движение по спирали происходит с циклотронной частотой электронов и гиротрон является источником колебаний именно этой частоты. Благодаря связи электронного пучка с ММВ излучением размеры пучка и СВЧ системы оказываются довольно большими (длина гиротрона примерно 20 см) по сравнению с длиной волны, поэтому отпадают проблемы, характерные для всех других типов приборов БММВ диапазона.
Разработаны усилительные варианты гиротронов, получившие наименование ” гироклистроны и гиро-ЛБВ” , которые нашли практическое применение на верхних частотах СВЧ диапазона. Высокий КПД, большая выходная мощность и не слишком высокие требования к технологии изготовления привлекают конструкторов к развитию этого типа приборов.
На рис. 4.15, б показана траектория движения электронов вблизи катода гиротрона и напряженность внешнего магнитного поля, прикладываемого к прибору (на рис. 4.15, а), а на рис. 4.16 устройство гиротронного генератора.

Рис. 4.15. Движение электронов около катода гиротрона

Рис. 4.16. Разрез гиротронного генератора (1 - электронная пушка; 2 - зона эмиссии оксидного катода; 3 - первый анод; 4 - второй анод; 5 - резонатор 6 - диафрагма; 7 - коллектор; 8 - вакуумное окно; 9 - волновод к нагрузке; 10, 12 - каналы водяного охлаждения; 11, 13 - катушки электромагнитов; 14 - изоляторы)

В связи со сравнительно большими (20-30 см) размерами гиротронов, их катодов и электронных пушек, они могут обеспечивать очень высокую выходную мощность при большом КПД. В работе [4.13] приводятся данные о достигнутых на гиротронах параметрах излучения. Например, в СССР на волне 2 мм еще в 1981 г. достигнута мощность в режиме непрерывной генерации 22 кВт и 1,2 кВт на волне 0,9 мм при коэффициенте полезного действия не ниже 30%. Позднее в США на волне 5 мм была достигнута мощность непрерывного излучения в 205 кВт [4.13].
Один из самых простых генераторов миллиметровых волн, получивший название орбитрон, представляет собой, как показано на рис. 4.17, алюминиевый цилиндр, помещенный в разреженное пространство.

Рис. 4.17. Устройство орбитрона

В центре цилиндра натянута проволока на которую подаются импульсы высоковольтного напряжения. При пониженном давлении воздух ионизируется и создаваемые электроны притягиваются к проволоке. Электроны, имеющие поперечную компоненту скорости, будут двигаться по орбите относительно проволоки. Таким образом обеспечивается электростатическое формирование потока электронов, не требующее внешних магнитных полей.
На орбитронах получены импульсы излучения на частотах до нескольких десятков гигагерц, а основное достоинство этих простых приборов состоит в том, что они не нуждаются во внешних магнитных полях. И хотя КПД орбитронов низок, они нашли применение в качестве задающих генераторов миллиметровых волн.
Для генераторов миллиметрового диапазона, применяемых в радиотехнике, требуется обеспечить высокую стабильность частоты. Наиболее совершенные методы основаны на соединении достоинств частотной автоподстройки частоты (ЧАПЧ), обладающей высокой скоростью и большей полосой захвата, а также фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ), обладающей высокой точностью.
Такие схемы известны как для аналоговых, так и для цифровых фазовых детекторов. Пример алгоритма совместного применения ЧАПЧ и ФАПЧ, не позволяющего частоте генератора надолго покидать полосу захвата ФАПЧ, показан на рис. 4.18. На этой схеме приняты следующие обозначения: НО - направленный ответвитель, СМ - смесители, ОУ - операционный усилитель, ДМ - трехдецибельный синфазный мост деления мощности, КМ - трехдецибельный квадратурный мост деления мощности.
При срыве синхронизации генератора частотный дискриминатор воздействует на генератор и меняет его частоту таким образом, что она быстро возвращается в полосу захвата кольца ФАПЧ. Когда частота генератора находится в полосе захвата кольца ФАПЧ частотный дискриминатор и все кольцо ЧАПЧ не действуют.
Спектр сигнала генератора частотой 37 ГГц, охваченного объединенной схемой ЧАПЧ и ФАПЧ, показан на рис. 4.19.

Рис. 4.18. Пример построения схемы автоподстройки частоты, объединяющей достоинства схем ЧАПЧ и ФАПЧ

Рис. 4.19. Спектр сигнала твердотельного генератора ММВ с кольцами ЧАПЧ и ФАПЧ

4.7. СХЕМОТЕХНИКА ТРАНЗИСТОРНЫХ АВТОГЕНЕРАТОРОВ ГАРМОНИЧЕСКИХ КОЛЕБАНИЙ

Известно большое количество вариантов технической реализации автогенераторов. Часть из схем получила название по имени авторов, например, схемы Шембеля, Клаппа. В основном выбор конкретной реализации определяется назначением устройства в котором используется автогенератор.
Во многих практических приложениях требуются перестраиваемые автогенераторы. Без применения методов стабилизации частоты, в том числе без охвата генераторов управляемых напряжением (ГУН) цепями автоматической подстройки частоты, стабильность частоты у таких генераторов составляет 10 –3. Примеры схемотехнических решений ГУН с помощью навесных LC элементов и с помощью полосковых линий приведены на рис. 4. 20 и рис. 4.21 соответственно.

Рис. 4.20. Генератор, управляемый напряжением на дискретных элементах

ГУН, изображенный на рис. 4. 20, используется профессионалами для генерации сигналов с частотами до 200 МГц при коэффициенте перекрытия по частоте не выше 1,5. Выходная мощность такого ГУН обычно составляет единицы милливатт на сопротивлении нагрузки более 50 Ом. При увеличении выходной мощности и коэффициента частотной перестройки в спектре выходных колебаний увеличивается фазовый шум из-за возрастания влияния высших гармонических составляющих.
Методика расчета схемы достаточно проста и ее можно свести к следующим выражениям:

Напряжение коллекторного питания и номиналы резисторов R1, R2, R4, R6 в этом ГУН зависят от типа применяемого транзистора. Индуктивность контура рассчитывается по методикам, приведенным в приложениях П.1-П.4.

Рис. 4.21. ГУН на микрополосковых линиях

ГУН, реализованный на полосковых линиях (рис.4.21), можно использовать вплоть до гигагерцовых частот. Варикапы включены параллельно по постоянному току и последовательно по переменному, что уменьшает их суммарную емкость и увеличивает пробивное напряжение. Четвертьволновые линии L1, L2, L7, L8, L9 реализуют с волновым сопротивлением около 25 Ом и они обеспечивают блокировку цепей питания и управления. Линии L3-L6 выполняют с волновым сопротивлением около 100 Ом. Методика расчета приведена в приложении П.5.
Большое количество радиоустройств используют не перестраиваемые автогенераторы. Часто на практике не требуется стабильность частоты выше 10–5. В низкочастотной области такие генераторы удобно реализовывать с помощью операционных усилителей, как показано на рис. 4.22. Такой генератор работает на основной частоте кварцевого резонатора. Простота схемы обеспечила большие масштабы ее применения в радиоустройствах бытовой техники.

Рис. 4.22. Кварцевый генератор на операционном усилителе

Схема генератора, работающего на частотах гармоник кварцевого резонатора, показана на рис. 4.23. Выходная мощность такого генератора не превышает доли милливатта при стабильности частоты не хуже 10 -6. Номиналы элементов для области частот от 100 до 200 МГц следующие: R1=510 Ом, R2=10 кОм, R3=20 кОм, С1=10 пФ, ХС2,3 < 1 Ома, С3=15 пФ, С4= 2-8пФ.

Рис. 4.23. Схема автогенератора, на гармониках частоты кварцевого резонатора

КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ

- Какие виды генераторов высокочастотных колебаний известны?
- Что означает основное уравнение трехточечного автогенератора?
- Почему нагрузка автогенератора должна быть высокоомной?
- Что такое стабильность частоты генератора и методы ее повышения?
- В чем особенности работы кварцевых генераторов?
- Какие процессы определяют режимы работы лавинно-пролетных диодов?
- В чем особенности работы лавинно-пролетных диодов?
- Достоинства генераторов на диодах Ганна?
- Каковы принципы работы вакуумных электронно-волновых источников излучения?
- Какие активные элементы используют для генерации в миллиметровом диапазоне волн?
- Как работает гиротрон?
- Что такое энергопотенциал линии связи?
- Почему с ростом скорости передачи информации требуется повышать мощность передатчика?
- Как зависят потери энергии сигнала от интервала связи?
- Как зависят потери энергии сигнала на линии связи от длины волны?

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ

4.1 Устройства генерирования и формирования сигналов / Под ред. Г.М. Уткина, В.Н. Кулешова, М.В. Благовещенского. - М.: Радио и связь, 1990. - 432 с.
4.2 Рыжков А.В., Попов В.Н. Синтезаторы частот в технике радиосвязи. - М.: Радио и связь, 1991. - 264 с.
4.3 Челноков О.А. Транзисторные генераторы синусоидальных колебаний. - М.: Сов. радио, 1975. - 272 с.
4.4 Проектирование радиопередающих устройств СВЧ / Под ред. Г.М. Уткина. - М.: Сов. радио, 1979. - 320 с.
4.5 Проектирование радиопередающих устройств / Под ред. В.В. Шахгильдяна. - М.: Радио и связь, 1993. - 512 с.
4.6 Проектирование радиопередающих устройств с применением ЭВМ: Учеб. пособие для вузов / Под ред. О.В. Алексеева. - М.: Радио и связь, 1987. - 392 с.
4.7 Радиопередающие устройства: Учеб. для вузов / Под ред. В.В. Шахгильдяна. - 3-е изд. - М.: Радио и связь, 1996. - 560 с.
4.8 Радиопередающие устройства: Учеб. для вузов / Под ред. М.В. Благовещенского, Г.М. Уткина. - М.: Радио и связь, 1982. - 408 с.
4.9 Шахгильдян В.В., Ляховкин А.А. Системы фазовой автоподстройки частоты . - М.: Связь, 1972. - 447 с.
4.10 Манасевич В. Синтезаторы частоты. - М.: Связь, 1979. - 384 с.
4.11 Шапиро Д.Н., Паин А.А. Основы теории синтеза частот. - М.: Радио и связь, 1981. - 264 с.
4.12 Хотунцев Ю.А. Полупроводниковые СВЧ устройства. - М.: Связь, 1978. - 256 с.
4.13 Макмиллан Р.У. Источники излучения ближнего миллиметрового диапазона / ТИИЭР, т.73, № 1, 1985. - с. 96-119.
4.14 Flyagin V. A., Gaponov A. V., Goldenberg A. L., Petelin M. I., Usov V.G. The gyrotron high-power source of millimetre and submillimetre waves // 3rd International Conference on submillimetre waves and their applications. 1978, 29 march-1 april. Univ. of Surrey, Great Britain, 1978.
4.15 Кукарин С.В. Электронные СВЧ приборы. Характеристики, применение, тенденции развития. - М.: Радио и связь, 1981. - 272 с.