Глава 6. СХЕМЫ СЛОЖЕНИЯ МОЩНОСТЕЙ ГЕНЕРАТОРОВ

6.1. МЕТОДЫ СЛОЖЕНИЯ МОЩНОСТЕЙ

Без сложения мощностей отдельных ГВВ на общей нагрузке невозможно с помощью полупроводниковой элементной базы реализовывать подавляющее большинство мощных устройств генерирования сигналов. Особенно это относится к дециметровому, сантиметровому и миллиметровому диапазонам волн, так как именно в этих частотных диапазонах мощность транзисторов еще недостаточна для построения на одном активном элементе достаточно мощного выходного усилителя передатчиков и мощных генераторов сигналов.
Самый простой выход из положения подразумевает параллельное соединение нескольких транзисторов, как показано на рис. 6.1. Для выравнивания коэффициентов передачи по току транзисторов в цепи их эмиттеров включаются резисторы отрицательной обратной связи номиналом 0,3 - 0,6 Ом, иначе через транзистор с наибольшим коэффициентом усиления будет проходить ток, превышающий токи других транзисторов.

Рис. 6.1. Параллельная работа N транзисторов как одного активного элемента

Схема параллельного соединения транзисторов проста, однако имеет существенные недостатки, к которым можно отнести:

- суммирование реактивных сопротивлений различных транзисторов в схеме, приводящее к снижению частотных возможностей объединенного транзистора;
- рост суммарной мощности не прямо пропорционален числу объединяемых транзисторов из-за потерь в выравнивающих резисторах в цепях эмиттеров;
- снижение аппаратурной надежности схемы, так как выход из строя и замыкание одного транзистора приводит к отказу всей схемы.

Указанные недостатки привели к тому, что подобный метод сложения мощностей нескольких транзисторов применяется лишь на низких частотах, особенно часто в стабилизаторах напряжения мощных источников питания. Потери в выравнивающих резисторах привели к тому, что более пяти элементов такими схемами объединять не выгодно.
Другой метод сложения мощностей, часто используемый в технике звукового вещания, назвали двухтактной схемой. Из рис. 6.2 понятно, что активные элементы при этом работают поочередно, с противофазными сигналами на входах.

Рис. 6.2. Двухтактная схема сложения мощностей транзисторов

Недостатком двухтактной схемы также является суммирование реактивных сопротивлений транзисторов и снижение частотных возможностей, а также необходимость подбора транзисторов с идентичными параметрами, иначе в выходном сигнале появляются искажения.
При работе мощных усилительных модулей на общую нагрузку на частотах до 30 МГц иногда применяют схему сложения в общем контуре, предложенную академиком Минцем [6.1]. Возможны различные варианты построения такой схемы и один из них показан на рис. 6.3.

Рис. 6.3. Схема сложения мощностей в общем контуре

Выходной сигнал образуется в выходном контуре вносимыми в него через катушки связи сигналами N мощных ГВВ, возбуждаемых общим входным сигналом. Достоинства схемы в возможности объединения в нагрузке очень мощных сигналов, а недостатки заключаются в трудности реализации общего контура на высоких частотах (более 30 МГц), узкополосности схемы и в необходимости установки систем автоматического управления, так как при выходе из строя одного усилительного модуля требуется его отключение и подстройка всех коэффициентов связи М. Последний недостаток вызван тем, что при аварии изменяется вносимое в выходной контур сопротивление и контур после отключения аварийного блока необходимо заново настраивать в резонанс.
Эти недостатки ограничили применение схем сложения в общем контуре. Их используют обычно для сложения сигналов нескольких мощных передатчиков, усиливающих один и тот же сигнал при работе на общую антенну, что характерно для мощных радиовещательных станций.
Еще один способ сложения мощностей, применяемый только на ВЧ и СВЧ, получил наименование сложения мощностей в пространстве. При этом способе используется несколько радиопередающих устройств (ПРД), синхронно и на одной и той же несущей частоте передающих одинаковую информацию с помощью разнесенных в пространстве антенн (А), как показано на рис. 6.4. В антенне приемника (ПРМ) эти сигналы суммируются, что и определяет сложение мощностей передатчиков.

Рис. 6.4. Схема сложения мощностей в пространстве

Главный недостаток метода в необходимости нескольких антенн на передающей стороне. Разброс параметров антенн и передатчиков требует дополнять схемы ПРД устройствами коррекции и контроля диаграммы направленности. Еще один недостаток связан с необходимостью синфазного возбуждения передатчиков.
Самое большое распространение получил способ сложения мощностей мостовыми схемами. Рассмотрим сам принцип такого способа. На рис. 6.5 изображен мост Уитстона, в диагонали которого включены усилительные модули У1 и У2, мощности сигналов которых требуется сложить на сопротивлении нагрузки RН, включаемом в одно из плеч моста. В другое плечо включается балластное сопротивление поглотителя мощности Rб, а два других плеча моста представляют собой реактивные сопротивления X.
Если рассмотреть схему протекания по плечам моста Уитстона выходных токов модулей У1 и У2, то можно заметить, что в сопротивлении нагрузки они направлены в одну сторону, а в балластном сопротивлении токи текут в противоположные стороны. При идентичности выходных токов I1 и I2 модулей У1 и У2 в сопротивлении нагрузки они сложатся, а на балластном сопротивлении взаимно компенсируются. На реактивных сопротивлениях X, включаемых в другие плечи моста, мощность выделяться не будет, независимо от направлений протекания токов I1 и I2, так как мощность на них определяется выражением

P = IUcos f , а f = 90o.

Если мост сбалансирован и RН=Rбал, то блоки усиления У1 и У2 не оказывают влияния друг на друга. И если их токи синфазные, то мощность в нагрузке равна сумме мощностей модулей У1 и У2, а в балластном сопротивлении равна разности этих мощностей. При условии равенства мощностей модулей У1 и У2 в нагрузке будет удвоенная мощность P = P1+P2 = 2P, а выделяемая в балластном сопротивлении мощность будет равна нулю.

Рис. 6.5. Схема мостового способа сложения мощностей усилителей У1 и У2

Рассмотрим, что произойдет, если токи I1 и I2 не равны друг другу. Пусть

,

где К - постоянный коэффициент; b- разность фаз между токами.

Через нагрузку протекает сумма токов, поэтому мощность в ней будет

,

а через балластное сопротивление протекает разность токов, и на нем выделится мощность

.

Коэффициент полезного действия мостовой схемы определится как отношение полезной мощности ко всей потраченной и будет

.

Например, при К=0,8 и b=400 h будет около 90%, то есть даже при значительном расхождении токов модулей по амплитуде и по фазе проигрыш в энергетике будет невелик.
Однако схема, приведенная на рис. 6.5, обладает значительным недостатком, который привел к тому, что на практике ее не используют. Этот недостаток заключается в том, что усилительные модули У1 и У2 нагружены в этой схеме на различные сопротивления нагрузок.
Действительно, сопротивление нагрузки первого модуля

,

а второго
.
Различие нагрузочных сопротивлений привело бы к необходимости построения усилителей мощности разных по параметрам и характеристикам элементов схемы, поэтому используют мостовые схемы с идентичными сопротивлениями нагрузки для объединяемых усилительных модулей.
Различают синфазные (разновидность - противофазные) и квадратурные мостовые схемы сложения мощностей, отличающиеся фазой сигналов объединяемых модулей. Мосты, объединяющие мощности нескольких модулей усиления на общей нагрузке, называют суммирующими, а мосты, делящие мощность одного генератора на несколько нагрузок, называют делящими.
Некоторые типы мостов не трансформируют сопротивления и их нужно применять с цепями согласования. Есть и мосты, трансформирующие сопротивления, поэтому их можно применять одновременно и для трансформации сопротивлений, однако в большинстве практических случаев мосты предпочитают выполнять со стандартными сопротивлениями по всем входам для лучшей их настройки и возможности подключения стандартных измерительных нагрузок и приборов.
Мостовые схемы обладают развязывающим свойством, то есть сигналы первого входа не зависят от сигналов второго входа и т.д., и наоборот. Однако развязка не бесконечна, и в общем случае, кроме качества изготовления самих мостов, зависит от изменения нагрузки, приводящей к изменению взаимной связи между различными входами моста.
В этом смысле квадратурные мосты имеют преимущество, заключающееся в том, что при синхронном изменении входных сопротивлений моста выходное сопротивление не меняет своей величины. Это важное свойство широко используют при суммировании мощностей усилителей, работающих в изменяющихся режимах, а также при нестабильности внешних условий (например, температуры), когда изменение режимов происходит синхронно.

6.2. СИНФАЗНЫЕ МОСТОВЫЕ СХЕМЫ

Главное достоинство синфазных мостов том, что они многовходовые и дают возможность с помощью одного моста сложить (или разделить) мощности сразу нескольких ГВВ. Принцип построения синфазных мостов показан на рис. 6.6.
Цепи согласования на схеме выполняют функции трансформации входных сопротивлений моста R1=R2=RN=R в сопротивления NR, включенные параллельно и обеспечивающие в сумме при параллельном включении согласование с сопротивлением нагрузки RН=R. Цепи согласования обеспечивают также фазовый сдвиг на 900, необходимый для суммирования всех входных токов на сопротивлении нагрузки и вычитании их на балластных сопротивлениях Rбал=R.

Рис. 6.6. Схема синфазного моста на N входов

Способов реализации ЦС несколько. Их можно реализовать на сосредоточенных элементах, как показано на рис. 6.7, а и рис. 6.7, б с сопротивлениями

.

Можно строить ЦС и на четвертьволновых отрезках линии (рис. 6.7, в), и в виде трансформатора типа длинной линии (рис. 6.7, г).
Основной недостаток синфазных мостов состоит в том, что балластные сопротивления не соединены с корпусом и это затрудняет как отвод тепла от них, так и ухудшает характеристики мостовой схемы из-за паразитных емкостей между корпусом и балластными сопротивлениями. Чтобы избавиться от этого недостатка иногда используют кольцевые мосты, но они двухвходовые и не имеют достоинств по сравнению с квадратурными мостами. Схема кольцевого моста приведена на рис. 6.8.
На уровне малых мощностей при делении мощности для возбуждения нескольких модулей иногда очень выгодно использовать синфазные мосты. При этом негативное влияние паразитной емкости балластных поглотителей Rб можно уменьшить, используя безындуктивные поглотители типа Р1-3, имеющие изолированные от радиатора выводы, и компенсировать за счет изменения входного сопротивления следующих за мостом каскадов.

Рис. 6.7. Цепи согласования различных типов

При соединении балластных поглотителей с корпусом их реактивное сопротивление, возникающее из-за наличия индуктивности выводов и емкости тела поглотителя относительно корпуса, также негативно влияет на качество функционирования мостов. Можно компенсировать реактивную составляющую балластного поглотителя, включая на его входе цепь согласования, осуществляющую фазовый сдвиг сигнала и за счет создания искусственных резонансов на рабочей частоте преобразование комплексных сопротивлений в действительные.
Таким способом обычно строят [6.1] мощные согласованные нагрузки для настройки и испытаний аппаратуры и при значительных мощностях суммируемых мостами сигналов компенсация реактивностей балластного поглотителя позволяет увеличить коэффициент полезного действия на несколько процентов. Однако подобную компенсацию сложно осуществить в диапазоне частот.

Рис. 6.8. Шестигранный синфазный мост с длиной плеч l = l/4

Мощность поглотителей выбирается равной мощности одного входного сигнала, чтобы в аварийных ситуациях мост не выходил из строя. Отметим, что синфазные мосты на уровнях входной мощности более 100Вт применять не следует, так как возникает проблема с отводом тепла от балластных поглотителей, изолированных от корпуса.
В этом случае для сложения мощностей i модулей можно рекомендовать последовательное включение n квадратурных мостов типа направленных ответвителей (рассматриваемых ниже) с коэффициентами ответвления, определенными из выражения:

где n - номер моста при последовательном включении;
i - число входов блока сложения мощностей.
Примеров построения синфазных мостовых схем можно привести много, как на сосредоточенных элементах (рис. 6.9), так и на коаксиальных, полосковых и волноводных линиях (рис. 6.10). В большинстве своем они различаются количеством входов и правилами реализации цепей согласования, составляющих эти мосты.

Рис. 6.9. Примеры синфазных мостов на сосредоточенных элементах

Рис. 6.10. Примеры синфазных мостов на коаксиальных линиях

6.3. КВАДРАТУРНЫЕ МОСТОВЫЕ СХЕМЫ

Квадратурные мосты отличаются от синфазных наличием инвертора, как показано на рис. 6.11, а также качественными характеристиками. У них лучше развязка между входами и синхронное изменение согласования по входам не влияет на согласование по выходу. Аналогично синфазным мостам их можно использовать и в качестве делящих мостов и в качестве суммирующих, так как они обладают свойством дуальности.

Рис. 6.11. Преобразование синфазного моста в квадратурный мост

Функциональная схема квадратурного моста изображена на рис. 6.12. В этой схеме цепи согласования ЦС1 и ЦС3 осуществляют трансформацию сопротивлений R вх в R вх и сопротивления нагрузки RН в R бал=RН. Цепи согласования ЦС2 и ЦС4 осуществляют трансформацию сопротивления Rвх в RН / 2. Так как ЦС можно строить различными способами, то это приводит к разнообразию мостовых схем; для примера на рис. 6.13 даны два варианта таких схем.

Рис. 6.12. Структурная схема квадратурного моста

Квадратурные мосты типа направленного ответвителя, изготовляемые на связанных линиях с лицевой связью, как показано на рис. 6.14, привлекли инженеров своей компактностью и простотой изготовления. Как правило, у таких мостов в режиме деления (в полосе частот на +20% и на -20% от несущей) мощности в выходных плечах различаются менее чем на 5%.

Рис. 6.13. Примеры схем квадратурных мостов

Для большинства мощных высокочастотных генераторов можно рекомендовать микрополосковые квадратурные мосты с лицевой связью, изображенные на рис. 6.14. Эти мосты широкополосны, обладают достаточной развязкой между входами, легко реализуются и не требуют сложной настройки.
Расчет полосковых мостов с лицевой связью выполняют по инженерным методикам [6.2, 6.3], которые допускают определенные приближения при вычислении сложных многомерных интегралов. Погрешность от приближений невелика, что и определило применимость методик для практических приложений.
Эти методики расчета полосковых мостов с лицевой связью основаны на том, что при известных входном и выходном сопротивлении моста z, диэлектрической проницаемости материала моста e1, диэлектрической проницаемости материала прокладки e2 , длине волны в свободном пространстве l и задаваемых коэффициенте передачи моста в одно из плеч по напряжению K, толщине моста b определяются ширина дорожки в зоне лицевой связи W, толщина прокладки диэлектрика между дорожками S, длина дорожек в зоне взаимодействия L и ширина дорожек вне зоны взаимодействия W1.

Рис. 6.14. Микрополосковый мост с лицевой связью

Основная сложность при создании таких мостов состоит в том, что выполнить прокладку между связанными линиями требуемой толщины S из такого же диэлектрика, что и сами линии, технологически трудно. Поэтому предложим метод избавления от этого недостатка, заключающийся в том, что диэлектрик между дорожками разных линий реализуем нужным по толщине набором из пленок фторопласта, выпускаемых промышленностью в широком ассортименте по толщине.
При таком подходе расчетные значения необходимо скорректировать на величину эмпирического коэффициента n, характеризующего отношение диэлектрических проницаемостей материала самих линий и используемого для прокладки фторопласта.
Расчетные соотношения будут иметь при этом следующий вид:

где G - коэффициент передачи моста в одно из плеч по мощности, дБ;

а коэффициент m определяется в зависимости от величины n1 одним из следующих выражений:
при 0<n1<1

при 1<n1<00

.

Дорожки реализуются по общим правилам изготовления микрополосковых линий [6.2], а ширина дорожек вне зоны лицевой связи определяется по формулам для W и m с учетом того, что в выражениях для n1 должно быть:

,

тогда .

6.4. ОСОБЕННОСТИ ПРИМЕНЕНИЯ МОСТОВЫХ СХЕМ

Моделирование приведенных выше выражений на ЭВМ позволило построить номограмму (рис. 6.15) для расчета квадратурных микрополосковых мостов для случая изготовления прокладки S из того же диэлектрика, что и линии.
При изготовлении мостов из стандартного фольгированного материала (ФАФ-4, ФЛАН, Поликор, ФФ и др.) толщиной C = (b-S)/2 (см. рис. 6.14 на стр.140) размеры W и S можно определить из следующих выражений:

где значения S/b и W/b (при входных и выходных сопротивлениях моста, равных 50 Ом) определяются по номограмме (рис. 6.15).
При изготовлении прокладки S из фторопластовых пленок необходимо величину определенной по номограмме толщины прокладки умножить на эмпирический коэффициент n =Ц(e1/e2). Правомерность применения коэффициента n проверена практическими примерами, часть которых приведена в табл. 6.1.

Рис.6.15. Номограмма для расчета квадратурных мостов с лицевой связью

В таблице указаны используемые в высокочастотных генераторах [6.3, 6.4, 6.8, 6.9, 6.12 - 6.16] квадратурные 50-омные мосты из различных материалов, рассчитанные по приведенной методике. В этих мостах прокладка S набиралась из фторопластовых пленок с e = 2 .

Таблица 6.1

Задано | Находим
G, дБ | l,мм | e1 | e2 | b,мм | Материал | W,мм | S,мм | L,мм | Wл,мм
3 | 3300 | 2 | 2 | 4,4 | ФФ | 2,15 | 450 | 580 | 3,9
3 | 2400 | 2,6 | 2 | 2,2 | ФАФ-4 | 0,84 | 160 | 370 | 1,6
3 | 3000 | 3,5 | 2 | 2,1 | ФЛАН | 0,6 | 100 | 400 | 1,2
3 | 3700 | 6 | 2 | 4,2 | СФ-2 | 0,6 | 80 | 380 | 1,4
4,8 | 2500 | 3,5 | 2 | 4,4 | ФЛАН | 1,7 | 390 | 330 | 2,5
4,8 | 3700 | 6 | 2 | 6,3 | СФ-2 | 1,3 | 260 | 380 | 2,1
4,8 | 3000 | 2,6 | 2 | 2,3 | ФАФ-4 | 1,1 | 300 | 470 | 1,7
4,8 | 2400 | 2 | 2 | 2,5 | ФФ | 1,5 | 460 | 420 | 2,2

Примеры реализации верхней и зеркально отображающей ее нижней микрополосковых линий для двух мостов из разных материалов приведены на рис. 6.16.

а) ФАФ – 4 б) ФЛАН

Рис. 6.16. Пример реализации микрополосковых мостов с лицевой связью на линиях с различными диэлектрическими материалами при f = 125 МГц.

Экспериментальное исследование мостов (табл. 6.1) показало, что потери в них зависят от качества изготовления микрополосковых линий и допустимой погрешности балластного резистора. Как правило, на основной частоте потери мощности не превышают 5%, при погрешности балластных поглотителей не выше 10%.
Иногда в схемах по каким-либо причинам удобнее применять квадратурные мосты на сосредоточенных элементах (особенно на частотах ниже 50 МГц). Схема такого моста приведена на рис 6.17,

Рис. 6.17. Квадратурный мост на сосредоточенных элементах

а выражение для расчета элементов с учетом [6.4, 6.5] имеют следующий вид:

Для сложения мощностей большого количества усилительных модулей У i применяют разветвленные мостовые схемы как по выходу, так и по входу мощного усилителя. На входе усилителей устанавливают такие же, как и на выходе квадратурные мосты, для автоматического обеспечения требуемых квадратурных (900) сдвигов по фазе между входными сигналами, как показано для схемы сложения мощностей четырех модулей У1 - У4 на рис. 6.18.

Рис. 6.18. Мостовая схема сложения на квадратурных мостах

Поскольку при потерях энергии необходим отвод тепла от мостов и от балластных поглотителей R, то их устанавливают обычно на том же радиаторе, что и усилительные модули, в непосредственной близости от цепей согласования усилителей, чтобы минимально терять энергию при передаче ее от усилителя на мост.
Однако для мостовых схем, объединяющих мощности в единицы и десятки киловатт, проблема охлаждения стоит так остро, что их объединяют в модули для сложения двух или четырех мощных генераторов и соединяют через разъемы стандартными фидерами с соответствующими усилителями. Например, на рис. 6.19 иллюстрируется внешний вид таких мощных мостов фирмы Тесла для сложения двух генераторов мощностью по 0,5 кВт и четырех по 10 кВт
Удачное сочетание в схемах блоков деления и сложения мощностей синфазных и квадратурных мостов позволяет получить заданную выходную мощность при минимальном количестве усилительных модулей (М). Так на рис. 6.20 приведена структурная схема блока деления и сложения мощностей высокочастотного генератора [6.15] мощностью 1 кВт, реализованная на одном синфазном мосту и двадцати квадратурных, имеющая в своем составе пятнадцать идентичных усилительных модулей (Мi). Необходимые фазовые сдвиги сигналов достигаются в этой схеме с помощью четвертьволновых отрезков коаксиального кабеля.

Рис. 6.19. Мосты сложения фирмы Тесла

Отметим, что выходной мост для схемы, изображенной на рис. 6.20, рассчитывается на коэффициент связи по мощности G = 4,8 дБ. Используя совместно синфазный и квадратурный мосты, удается получить весомый технический выигрыш.

Рис. 6.20. Пример структурной схемы разветвленного мощного генератора.

Действительно, при построении такого мощного генератора на квадратурных трехдецибельных мостах потребуется шестнадцать выходных усилительных модулей, четыре предвыходных и тридцать квадратурных мостов в соответствии с выражением для числа трехдецибельных мостов для типовых схем сложения мощностей

где i - число выходных усилительных модулей.

Широко используемые в технике СВЧ и устройствах малой и средней мощности мосты Ланге (рис. 6.21) и тандемное включение квадратурных мостов с ослабленной боковой связью (рис. 6.22) в мощных генераторах не следует применять из-за возможного пробоя между линиями и пониженной их надежности из-за наличия внешних перемычек в этих мостах.

Рис. 6.21. Мост Ланге | Рис. 6.22. Мост из тандемного соединения двух направленных ответвителей с боковой связью

В полосковом исполнении на отрезках симметричных линий с сильной боковой связью такие мосты делают для мощностей не выше нескольких ватт, так как расстояние между линиями становится малым и при большой мощности возникает вероятность электрического пробоя. Развязка между входами мостов с боковой связью порядка 30 дБ, а потери обычно не превышают 0,25 дБ и их активно используют для целей контроля.

6.5. ПРИМЕРЫ РЕАЛИЗАЦИИ МОЩНЫХ ТРАНЗИСТОРНЫХ ГЕНЕРАТОРОВ

Метод построения мощных усилителей за счет суммирования ресурсов нескольких однотипных транзисторных усилительных модулей при общей выходной мощности до 1 - 3 кВт оказался [6.1] наилучшим и широко применяемым. При авариях с каким-либо из усилительных модулей проявляется положительное свойство этого метода, заключающееся в малом изменении выходной мощности усилителя, так как объединяемые усилительные модули обычно достаточно хорошо развязаны между собой.
Типовая структурная схема мощных генераторов приведена на рис. 6.23 и содержит задающий генератор (или синтезатор частот), модулятор, неразветвленный тракт усиления (ТУ), блок деления мощности (БДМ), усилительные модули (Уi), блок сложения мощностей (БСМ), устройства контроля (УК) и защиты (УЗ) генератора.

Рис. 6.23. Типовая структурная схема мощного генератора ВЧ

Методы построения БДМ и БСМ при использовании мостовых устройств можно [6.6] разделить, как показано на рис.6.24, на примере квадратурных мостов, на три возможных случая: попарного, цепочечного и смешанного сложения или деления мощностей. Чаще на практике применяют метод попарного объединения сигналов, так как в этом случае суммируются мощности однотипных ГВВ, что технически легче реализовать. Однако количество объединяемых модулей в этом случае кратно 2n, где n =1,2,3,... и, зачастую, превышает необходимое количество.

Рис. 6.24. Схемы многополюсного сложения мощностей попарного (а), цепочечного (б) и смешанного (в) типов

Примеры реализации генераторов, построенных по изображенной на рис. 6.23 схеме и использующих схемы попарного и смешанного типов, приведены на рис. 6.25.
Положительные свойства модульного принципа получения больших мощностей можно продемонстрировать на примере построения мощных генераторов ВЧ, широко применяемых в радиосвязи, в медицине, в технике для ВЧ прогрева и для накачки газоразрядных лазеров [ 6.7 - 6.16 ]. Усиление сигналов до уровня мощности в 100 Вт на частотах до нескольких сотен мегагерц обычно осуществляют в неразветвленных ТУ, реализуемых на мощных биполярных транзисторах.
При уровне мощности более 100 Вт не стоит применять синфазные мостовые схемы с изолированными от корпуса балластными поглотителями и на практике в качестве БДМ и БСМ чаще используют квадратурные мостовые схемы.

Рис. 6.25. Примеры реализации ВЧ генераторов на биполярных транзисторах с непрерывной выходной мощностью, регулируемой от 10 до 100, 200, 300, 50 Вт соответственно

КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ

- Какие известны методы сложения мощностей?
- В чем недостатки схем параллельного объединения активных элементов?
- Почему эффективность мостовых схем сложения мощностей не слишком критична к амплитудным и фазовым соотношениям у объединяемых сигналов?
- В чем достоинства и недостатки синфазных мостовых схем?
- Чем качественно отличаются от синфазных квадратурные мостовые схемы ?
- В каких случаях применимы мосты на полосковых линиях с боковой связью?
- Почему балластные резисторы должны обладать большой мощностью рассеивания?
- Какие типы схем многополюсного сложения можно организовать на квадратурных мостах и в чем их особенности.
- Как рассчитать навесные элементы квадратурного моста.
- Почему планарная технология при изготовлении мостовых схем для высоких частот используется на практике активнее чем навесной монтаж?
- Почему квадратурные мостовые схемы чаще применяют на практике?

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ

6.1 Радиопередающие устройства: Учеб. для вузов / Под ред. В.В. Шахгильдяна. - 3-е изд. - М.: Радио и связь. 1996. - 560 с.
6.2 Справочник по расчету и конструированию СВЧ полосковых устройств / Под ред. В.И. Вольмана. - М.: Радио и связь, 1982. - 328 с.
6.3 Samoilov A.G., Samoilov S.A., Polushin P.A. High-Power High-Frequency Transistor Generators // IET.-1996. - v.39. №6. - pp. 821-825.
6.4 Минеев А.П., Полушин П.А., Самойлов А.Г. Автоматическое согласование импеданса ВЧ генератора с газоразрядным лазером // Радиотехника и электроника РАН. - 1995. - Т. 40. №2. - с. 325-332.
6.5 Шаров С.П. Согласование нагрузки с повышенной мощностью рассеяния // Вестник связи № 8, 1999. - с. 36-37.
6.6 Проектирование радиопередающих устройств СВЧ / Под ред. Г.М. Уткина. - М.: Сов. радио,1979. - 320 с.
6.7 Самойлов А.Г. Проблемы построения ВЧ генераторов накачки волноводных СО2 лазеров // Перспективные технологии в средствах передачи информации: Тез. докл. МНТК ПТСПИ’95, г. Владимир, 1995. - с. 32-35.
6.8 Полушин П.А., Самойлов А.Г. Транзисторный генератор накачки волноводных СОГ лазеров // Приборы и техника эксперимента. - 1993, №5. - с. 242-243.
6.9 Полушин П.А., Самойлов А.Г. Универсальный мощный генератор ВЧ // Приборы и техника эксперимента. - 1995, №5.- с. 197.
6.10 Устройства сложения и распределения мощностей высокочастотных колебаний / Под ред. З.И. Моделя. - М.: Сов. Радио, 1980. - 296 с.
6.11 Полушин П.А., Самойлов А.Г. Высокочастотный генератор для медицинских исследований // Приборы и техника эксперимента. - 1994, №3. - с. 209-210.
6.12 Полушин П.А., Самойлов А.Г. Мощный генератор накачки газоразрядных лазеров // Приборы и техника эксперимента. - 1994, №4. - с. 209-210.
6.13 Polushin P.A., Samoilov A.G. An adaptive pump generator for waveguide lasers // IET. -1995, v.38, part 1.- pp. 206-211.
6.14 Полушин П.А., Самойлов А.Г. Малогабаритный генератор накачки газоразрядных лазеров // Приборы и техника эксперимента. - 1995, №5.- с. 204.
6.15 Samoilov A.G., Samoilov S.A., Polushin P.A. High-Power High-Frequency Transistor Generators // IET.-1996, v.39, №6.- pp. 821 - 825.
6.16 Полушин П.А., Самойлов А.Г. Мощный генератор ультразвуковых частот // Приборы и техника эксперимента. - 1996, №2. - с. 168.